半导体图像传感器(例如电荷耦合组件(CCD)或互补金属氧化物半 导体(CMOS)传感器)普遍使用于照相机或摄影机中，用于将可见光的图 像转换为电子信号，便于后续的储存、传输或显示。
由于电子电路的非完美性质，使得图像传感器在未接收任何光线的情 形下仍然会具有漏电流(或暗信号(dark signal))。此有害的暗信号会结合 于有用的数据信号中，更糟的是，此暗信号无法区别于数据信号。此结合 的暗信号会牺牲图像动态范围，且会降低图像对比度，因而降低图像质量。 为了避免或校正此暗信号，通常会施以黑电平校准(BLC)。在黑电平校准 程序中，需要收集一或多个光屏蔽(light-shielded)像素的暗信号，用于作 为黑电平参考(black level reference)。
于黑电平校准程序中，通常还需针对模拟读取电路(readout chain，亦 即，一种接收、放大图像传感器的读取信号并输出相应的数字信号的电路) 执行偏移校准。甚至，为了于固定区域内可以容纳更多的像素，需要将像 素制作得更小，因而伴随高增益的放大需求，此将造成校准范围(range) 的增大。另一方面，为了避免校准时产生不稳定的振荡，黑电平校准的分 辨率(resolution)需要足够高，使得校准步距(step)得以小于一数字化(或 量化)单位(例如模拟数字转换器(ADC)的最低有效位(LSB))。
因此，黑电平校准的设计通常需要面对分辨率与范围之间的选择。为 了同时达到高分辨率及大范围，传统的电路需占用相当大的电路面积及耗 费相当大的电源。鉴于此，亟需提出一种有效率的黑电平校准电路，其具 小电路面积及电源消耗，且能达到高分辨率及大范围的校准。

本发明的目的之一是以多个步距来执行校准电平的积分运算，因而可 以达到大校准范围。另外，积分步距的大小可以通过积分增益(integrator gain)来增大，由此得以使用较小位数及电源消耗的数字模拟转换器(DAC) 来完成积分运算。
根据本发明实施例之一，读取电路接收、放大来自光检测器的暗信号， 并产生相对应的数字输出。电平积分器则根据该数字输出，使用多步距以 执行校准电平的积分，用于获得大校准范围。在本实施例中，使用数字模 拟转换器(DAC)，其针对该多个步距，产生相对应校准电压给电平积分器。
附图说明
图1显示本发明实施例之一的黑电平校准(BLC)系统的功能框图；
图2显示本发明实施例图1的电平积分器；
图3显示电平积分器的示例时序图。

以下将详细描述本发明的实施例，然而本发明范围并不限定 于这些实施例，而可以适用于其它的应用中。除了明文限定外， 附图中所示组件的数量并不受限于附图所显示者。
图1显示本发明实施例之一的黑电平校准(BLC)系统1的 功能框图。光检测器(photo detector)10为图像传感器的一部份， 例如(但不限定为)电荷耦合组件或互补金属氧化物半导体传感 器。光检测器10将光子转换为相应的电子信号。光检测器10的 暗信号Vds的大小会随不同像素而改变，且通常至少为积分时间及 温度的函数。于黑电平校准期间，需收集一或多个光屏蔽像素的 暗信号，用于作为黑电平参考。通常，会将多个像素加以平均， 用于减低时域(temporal)噪声。
于黑电平校准期间，自光检测器10读取的信号(特别是其暗 信号)被第一放大器(Amp1)11所接收及放大。于本实施例中， 第一放大器11具有线性增益G1，其代表位于黑电平校准注入节点 (injection node)12之前的模拟增益(其中的黑电平校准注入节 点12将于以下描述)。另外，第一放大器11具有偏移电压Vos1， 其代表涵盖至第一放大器11(含)的偏移电压总和。位于黑电平 校准注入节点12之后的校准信号(特别是黑电平校准期间的校准 暗信号)被第二放大器(Amp2)13所接收及放大。于本实施例中， 第二放大器13具有线性增益G2，其代表位于黑电平校准注入节点 12之后的模拟增益。另外，第二放大器13具有偏移电压Vos2，其 代表位于黑电平校准注入节点12之后的模拟读取电路(readout chain)的偏移电压总和。在本说明书中，“模拟读取电路”是指一 种接收、放大光检测器10的读取信号并输出相应的数字信号的电 路。在本实施例中，第一放大器11和第二放大器13为具完全差 分(fully differential)型态的运算放大器。换句话说，每一个运 算放大器具有两个差分输入及两个差分输出。然而，本发明实施 例也可以使用非完全差分型态的放大器。
自第二放大器13的校准信号及放大暗信号通过模拟数字转换 器(ADC)14予以数字化。来自模拟数字转换器(ADC)14的数 字输出馈至黑电平校准(BLC)控制器15，其用于将数字转换器 (ADC)14的数字输出与目标黑电平(target black level)作比较 (其中，该目标黑电平可以是由使用者所定义)。于黑电平校准期 间，黑电平校准控制器15将控制黑电平校准系统1的其它部分， 使其达到目标黑电平。黑电平校准控制器15的实施例电路可以参 阅其它文献，例如美国专利7,259,787号的相关描述。
另外，根据本发明实施例，黑电平校准控制器15可以使用一 或多种方案以控制数字模拟转换器(DAC)16及电平积分器(level integrator)17，以提供负反馈给模拟读取电路，用于校准黑电平。 电平积分器17的差分输出分别输入至相加器12A、12B。其中， 相加器12A接收第一放大器11的一个输出及电平积分器17的一 个输出，而相加器12B则接收第一放大器11的另一个输出及电平 积分器17的另一个输出。在本实施例中，电平积分器17的两个 输出加至相加器12A、12B；在另一实施例中，电平积分器17的 两个输出则是由相加器12A、12B予以减除。在本实施例中，相加 器12A、12B介于第一放大器11及第二放大器13之间。然而，相 加器12A、12B(亦即，黑电平校准注入节点12)的位置并不限定 于此。再者，模拟读取电路所使用的放大器数目可以为一个或者 多个。
在说明各种方案及电平积分器17之前，先结合下表一来描述 一个例子，以了解分辨率与范围之间的选择，以及增益G1、G2之 间的选择。
表一
  Vds   Vos_d   G1   Vos1   G2   Vos2   Vds_cal   Vos_cal   3mV   ±3mV   20   ±10mV   4   ±10mV   60mV   ±72.5mV
其中，
Vds_cal＝G1.Vds，代表将进行校准的暗信号；
Vos_cal＝G1.Vos_d+Vos1+Vos2/G2，代表将进行校准的信号偏移。
对于已知总体增益(亦即，G1.G2)，如果使用较大增益G1 及较小增益G2，则黑电平校准系统所需的校准范围会较大(但其 对于分辨率的要求则较宽松，或者其较能容忍噪声)；相反的，如 果使用较小增益G1及较大增益G2，则黑电平校准系统需要较精确 或较高的分辨率(但其对于校准范围的要求则较宽松)。在表一所 示的例子中，校准范围的最差情形为-72.5mV至132.5mV (＝60mV+72.5mV)，当模拟数字转换(ADC)的输入数字化范围 为2V时，该范围大约相当于420个数字数(digital number，DN)。 因此，一个9-位的数字模拟转换器(DAC)可以符合此校准范围 及分辨率的要求。不过，如果校准步距小于模拟数字转换(ADC) 的最低有效位(LSB)(大约为490μV)，则使用10-位的数字模拟 转换器(DAC)会较为适当。
图2显示本发明实施例图1的电平积分器17，而图3显示电 平积分器17的示例时序图。于本实施例中，电平积分器17包含 完全差分(fully differential)型态的运算放大器170。换句话说， 运算放大器170具有两个差分输入及两个差分输出。然而，本发 明实施例也可以使用非完全差分型态的放大器。第一反馈电容器 Cfp连接于非反相输出Vblcp与反相输入之间；第二反馈电容器Cfm 连接于反相输出Vblcm与非反相输入之间。重置开关oprst分别连 接于反馈电容器Cfp、Cfm的两端之间。重置开关oprst于另一积分 开始之前会关闭(close)，用于清除反馈电容器Cfp、Cfm的电荷。
继续参照图2，校准电压Vcal由数字模拟转换器(DAC)16 (图1)所提供，其受控于黑电平校准控制器15(图1)的控制信 号。校准电压Vcal的一端通过第一分支路径连接至运算放大器170 的反相输入端，其中该第一分支路径包含串联的校准开关cal、第 一输入电容器C1p及输入开关con_in。校准电压Vcal的另一端通过 第二分支路径连接至运算放大器170的非反相输入端，其中该第 二分支路径包含串联的另一校准开关cal、第二输入电容器C1m及 另一输入开关con_in。共模(common-mode)电压Vcm通过共模 开关con_cm连接至第一输入电容器C1p与输入开关con_in的相交 接处；共模电压Vcm也通过另一共模开关con_cm连接至第二输入 电容器C1m与另一输入开关con_in的相交接处。估算(evaluation) 开关eva连接于第一分支路径与第二分支路径之间。
积分运算操作主要包含两步骤。于第一步骤中，校准开关cal 及共模开关con_cm为关闭(close)，而其它开关则为开启(open)， 此将使得校准电压Vcal被取样(sampled)并将相对应电荷分别储 存于第一输入电容器C1p与第二输入电容器C1m。接着，于第二步 骤中，输入开关con_in及估算开关eva为关闭，而其它开关则为 开启，这将使得储存于第一输入电容器C1p与第二输入电容器C1m 的电荷分别转移至反馈电容器Cfp、Cfm，因而产生积分输出。
根据本发明实施例，黑电平校准控制器15决定一适当方案以 控制数字模拟转换器(DAC)16及电平积分器17。例如，可以使 用10-位的数字模拟转换器(DAC)16于一个步距中，以黑电平 校准控制器15来控制电平积分器17的积分，如表二的方案1所 示。
表二

于另一方案中，可以使用8-位的数字模拟转换器(DAC)16 于四个步距中，以黑电平校准控制器15来控制电平积分器17的 积分，如表二的方案2所示。相较于方案1，方案2以多个(四个) 步距来完成积分，其每一个步距的范围则小于总范围的大小；且 方案2使用较小的数字模拟转换器(DAC)16，因而耗费较少的 电源。一般来说，电平积分器17的差分输出可以表示为：
$V_{\mathrm{blcp}}=V_{\mathrm{cm}}-\frac{G_{\mathrm{blc}}}{2}·\Sigma V_{\mathrm{cal}}\left(i\right)$
其中，Vcal(i)代表数字模拟转换器(DAC)16所产生第i个步 距的校准电压，该数字模拟转换器(DAC)16则受控于黑电平校 准控制器15；
$V_{\mathrm{blmp}}=V_{\mathrm{cm}}+\frac{G_{\mathrm{blc}}}{2}·\Sigma V_{\mathrm{cal}}\left(i\right)$
$G_{\mathrm{blc}}=\frac{C_1}{C_f}$
其中，C1代表C1p或C1m，而Cf则代表Cfp或Cfm。
根据本发明实施例另一特征，步距的大小不但可以受控于数 字模拟转换器(DAC)16，也可以受控于电平积分器17的积分增 益Gblc。例如，如表二方案3所示，电平积分器17以四个步距来 完成积分，同方案2。然而，其积分步距大小则受到积分增益Gblc (＝2)而增加，因此可以使用一个较小(7-位)的数字模拟转换 器(DAC)16来完成积分。由此，本发明实施例提供校准的弹性 度：黑电平校准控制器15在尚离目标一段距离时，可选择较大的 校准步距以加速操作；而于接近目标时，可降低步距大小以获得 较佳分辨率及稳定度。
根据本发明实施例，校准电平的积分操作可以使用多个步距 来进行，以获得大校准范围(wide calibration range)。由于校准电 路不需于单一步距中来达到目标范围，因此可以使用较小步距及 较小电源消耗，而仍能维持其分辨率(resolution)。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并非用于限定本发 明的权利要求范围；凡其它未脱离发明所揭示的精神下所完成的 等效改变或修饰，均应包含在下述的权利要求范围内。